Upload Newsletter Login Sign up Download Read Applicant Representative Laurent Jacques Lucas Application number EP08156039A1 Kind A1 Document number 2000815 Shortcuts →Abstract →Claims Classifications International Patent Classification G01S 1/00 Traitement des interférences d'un signal radiofréquence par inversion de puissance 2000815 - EP08156039A1 - EPO Application May 12, 2008 - Publication Dec 10, 2008 Alain Renard Abstract L'invention concerne un récepteur radiofréquence, notamment pour des applications de positionnement par satellite, devant opérer en environnement où les interférences sont denses, notamment lorsqu'il s'agit de pulses émis par des balises DME. En de-ça du seuil de suppression du signal utile, amplitude ou puissance sont inversés pour améliorer le temps de réponse aux interférences dynamiques. Avantageusement, le seuil de suppression du signal utile et la puissance ou l'amplitude de consigne sont déterminés par analyse de la fonction de densité de probabilité d'amplitude ou de puissance dans sa partie riche en échantillons de faible amplitude/puissance. Description La présente invention s'applique aux récepteurs radiofréquence devant recevoir des signaux faibles dans un environnement d'interférences notamment le cas des récepteurs de positionnement qui utilisent les signaux reçus de constellations de satellites GNSS Global Navigation Satellite Systems telles que les systèmes GPS Gobal Positionning System et GPS amélioré, GLONASS Global Orbiting Navigation Satellite System et, dans un futur proche, Galileo. Le signal reçu se situe typiquement quelques dizaines de dB en-dessous du bruit thermique du récepteur. Le traitement du signal doit permettre la récupération d'une ou plusieurs porteuses et d'un ou plusieurs codes de modulation desdites porteuses qui comportent des informations caractéristiques du satellite émettant lesdites porteuses. La partie centrale du traitement numérique est une corrélation des signaux reçus avec des répliques locales desdits signaux. Ces traitements supposent un minimum de rapport signal à bruit en entrée de corrélation d'une dizaine de dBHz Ce minimum n'est pas atteint en présence d'interférences qui saturent le récepteur au point de détériorer très sensiblement le signal utile. C'est typiquement le cas des signaux permettant la localisation par rapport à des points remarquables au sol du système DME Distance Measuring Equipment. Les balises au sol émettent des signaux en réponse aux signaux d'interrogation émis par les aéronefs. Ces balises sol et les interrogateurs embarqués émettent des signaux de forte puissance instantanée de l'ordre de la dizaine de kilowatts dans les bandes de fréquences utilisées pour les signaux de positionnement aux alentours de 1200 MHzUne solution connue à ce problème est notamment la technique dite du blanking » qui consiste à repérer le signal interférant et à supprimer des traitements ultérieurs le signal reçu perturbé par celui-ci. Cette solution est inopérante lorsque la densité d'interférences augmente au point de recouvrir de manière quasi-permanente le signal utile. Dans ce cas, le blanking conduit à éliminer tout signal utile en même temps que le signal interférant. Ce type de scenario est susceptible de se produire dans une grande partiede l'espace aérien européen, notamment à une altitude de l'ordre pieds où le nombre de balises DME vues par un aéronef peut être de l'ordre de 60 aux moments de densité maximale de trafic. II est possible pour améliorer l'efficacité du blanking de découper la bande en plusieurs sous-bandes et de réaliser le blanking sur chacune des sous-bandes, ce qui, pour des interférences données, laisse subsister une part plus importante du signal utile et améliore donc le rapport signal sur la réalisation d'un blanking efficace suppose un asservissement du gain du récepteur sur une référence de bruit thermique, ce qui introduit un retard de boucle préjudiciable en cas d'évolution rapide du scenario d'interférences. La présente invention permet de s'affranchir de ce cette fin, la présente invention propose un dispositif de réception d'un signal radiofréquence comprenant. un module d'estimation d'une grandeur caractéristique dudit signal choisie dans le groupe amplitude, puissance, un module de filtrage de ladite grandeur et un module d'inversion de ladite grandeur, caractérisé en ce que un paramètre au moins d'au moins un des modules du groupe estimation, filtrage est ajustable pour effectuer un traitement optimal d'interférences perturbant le signal un des paramètres ajustables du dispositif de réception selon l'invention est la fréquence d'échantillonnage du module de filtrage fixée en fonction des caractéristiques du signal initial et de celles du signal un au moins des paramètres ajustables d'un module du dispositif de réception selon l'invention est un paramètre de calcul d'une fonction d'estimation du bruit thermique du le dispositif de réception selon l'invention comprend en outre un module d'estimation du bruit thermique dont les sorties sont fournies au module d'estimation de ladite grandeur caractéristique dudit signal pour corriger le biais de ladite ledit module d'estimation du bruit thermique comprend un sous-module d'estimation d'une grandeur caractéristique dudit signal choisie dans le groupe amplitude, puissance, un sous-module de filtrage de ladite grandeur, un sous-module de contrôle automatique du gain du récepteur, un sous-module de commande dudit sous-module de contrôle automatique degain par les sorties du sous-module de filtrage, les paramètres dudit module de commande étant ajustables pour assurer un gain sensiblement optimal du le dispositif de réception selon l'invention ne comprend qu'un module d'estimation de la grandeur caractéristique du signal choisie dans le groupe amplitude/ le dispositif de réception selon l'invention ne comprend qu'un module de filtrage du le sous-module de commande du dispositif de réception selon l'invention comprend un sous-module d'analyse de la fonction de densité de probabilité de ladite grandeur caractéristique dudit le sous-module d'analyse de la fonction de densité de probabilité de ladite grandeur caractéristique dudit signal réalise une estimation à partir d'un point de comparaison le sous-module d'analyse de la fonction de densité de probabilité de ladite grandeur caractéristique dudit signal opère sur un échantillonnage des signaux reçus enrichi en signaux de puissance le sous-module d'analyse de la fonction de densité de probabilité de ladite grandeur caractéristique dudit signal génère une innovation en entrée de la CAG qui pondère avec un poids fort les résidus négatifs d'une soustraction des échantillons pour lesquels ladite grandeur caractéristique est élevée et avec un poids faible les résidus positifs de ladite propose également un procédé d'utilisation dudit présente en outre l'avantage que le gain sur le retard de boucle d'asservissement du CAG procure une plage de temps supplémentaire pour la corrélation et améliore donc globalement l'efficacité du sera mieux comprise et ses différentes caractéristiques et avantages ressortiront de la description qui suit de plusieurs exemples de réalisation et de ses figures annexées dont Lafigure 1représente l'amplitude en fonction du temps des interférences pulsées émises par une balise DME;Lafigure 2représente l'histogramme en fonction de la fréquence des puissances des émetteurs d'interférences pulsées reçues par un aéronef au point le plus brouillé de l'espace aérien européen ;Lafigure 3représente dans un récepteur de l'état de l'art antérieur l'histogramme de la puissance filtrée en fonction de l'amplitude du signal avec et sans signal pulsé interférant dans la bande E5b du signal Galileo ;Lafigure 4représente un synoptique général de l'implémentation de l'inversion d'amplitude ou de puissance;Lafigure 5représente un synoptique de l'implémentation de l'inversion d'amplitude ou de puissance avec un contrôle automatique de gain en boucle fermée synchrone;Lafigure 6représente un synoptique de l'implémentation de l'inversion d'amplitude ou de puissance avec un contrôle automatique de gain en boucle fermée asynchrone;Lafigure 7représente une variante de lafigure 5où l'estimation d'amplitude/puissance est factorisée entre le module d'inversion et le module d'asservissement du CAG;Lafigure 8représente une variante de lafigure 5où l'estimation d'amplitude/puissance et le filtrage sont factorisés entre le module d'inversion et le module d'asservissement du CAG;.Lafigure 9représente un mode de réalisation de l'invention où l'inversion d'amplitude/puissance est réalisée sur plusieurs sous-bandes de la description et les figures, les sigles, acronymes, formules et abréviations ont la signification indiquée dans le tableau d'onde de la porteuseAlphaiParamètres de réglage du CAGBlankingSuppression du signal utile en présence d'interférencesCAGContrôle Automatique du GainCAN ou ADCConvertisseur Analogique Numérique ou Analog Digital ConverterCMCore Module ou CoeurDMEDistance Measuring EquipmenteSignal reçuEUROCAEEuropean Organisation for Civil Aviation EquipmentfaFonction non linéaire optimale du bruit gaussienFDAFFrequency Domain Adaptative FilteringFIRFinite Impulse Response filter ou Filtre à réponse impulsionnelle finieFPGAField-Programmable Gate ArrayGGain du récepteurGLONASSGlobal Orbiting Navigation Satellite SystemGNSSGlobal Navigation Satellite SystemGPSGlobal Positioning SystemJTIDSJoint Tactical Information Distribution SystemLSBLeast Significant BitOLOscillateur LocalOSWiSorties de la partie haute du CMPaBruit de forme gaussiennePconsiPuissance de consignePePuissance du signal d'entréePsPuissance du signal de sortieTACANTactical Air NavigationUWBUltra Wide BandVGAVoltage Gain AmplifierLes systèmes GNSS utilisent actuellement des bandes de fréquence qui sont très proches des fréquences allouées aux balises de radionavigation DME. Les fréquences GPS et GPS futur sont par bande E6 1260-1300 MHz, L2 1216-1240 MHz et L5/E5a 1164-1188 MHz. Les fréquences Galileo sont E6, E5a et E5b 1188-1215 MHz. Les fréquences d'DME sont 1025-1150 MHz pour un interrogateur embarqué et les balises au sol émettent dans la bande 962-1213 MHz donc dans les bandes E5a et E5b de GALILEO et L5de GPS. La bande totale est découpée en 126 canaux et émission et réception d'une balise sont décalés de 63 MHz. Les canaux sont donc espacés de 1 MHz. Ce sont des paires d'impulsions, chacune de largeur de spectre de 300 sont émises par l'interrogateur embarqué. Lesbalises au sol leur répondent avec un retard fixe de 50 microsecondes et le récepteur de l'interrogateur embarqué recherche ensuite les paires d'impulsion en réponse qui ont l'espacement correct entre elles. La puissance du signal émis par les balises sol est de l'ordre de 15 caractéristiques de fonctionnement, schématisées en amplitude/temps sur lafigure 1expliquent le caractère très perturbateur du système DME pour la navigation par satellite, ceci d'autant plus que le taux d'occupation des interférences peut atteindre 100% dans les environnements très denses en balises comme le Nord de l'Europe à haute 2montre le nombre et la puissance des balises DME dans les bandes de fréquence allouées qui sont très proches de L5/E5a au point de densité maximale dans l'espace aérien nord européen dit hotspot ». Le gain avion est à titre d'illustration fixé à -10dBi sur cette figure. Sur la figure sont également représentés un exemple de niveau du bruit thermique - 125dBW, le seuil de blanking résultant de l'estimation biaisée du bruit thermique - 115 dBW et le seuil de blanking optimal - 122 dBW. L'écart de 7 dBW est très significatif par rapport aux performances demandées des un signal GNSS est en-dessous du bruit thermique. Un rapport signal sur bruit minimal est indispensable pour que le traitement du signal, basé pour l'essentiel sur des corrélations, éventuellement aidées, des éléments reçus et de leurs répliques locales, puisse être efficace. En particulier, si le CAN est saturé par les interférences, le signal utile au niveau des corrélateurs sera extrêmement dégradé. Cette impossibilité d'atteindre le signal utile est clairement illustrée sur lafigure 3qui montre les courbes de puissance en sortie de filtrage avec et sans interférences DME. L'horizon temporel est d'environ 2 µs. Des situations analogues peuvent se produire en présence de radars ou de dispositifs pulsés très large bande UWBActuellement, les récepteurs GNSS utilisent des traitements avant corrélation pour traiter les interférences pulsées, par exemple, la méthode blanking » ou la méthode FDAF ».Le blanking est un procédé simple consistant à couper le signal pendant l'interférence. Le procédé ne peut fonctionner lorsque les interférences sont trop denses car le signal utile est alors complètement perdu. La méthode FDAF constitue une amélioration de ce procédé. Elle consiste à découper la bande de réception en sous-bandes et à appliquer le procédé de blanking à chaque ces méthodes, si elles permettent de détecter des interférences pulsées et de les éliminer, supposent que l'on connaisse précisément la puissance du bruit thermique. Par exemple, si un pulse a une amplitude supérieure à celle du bruit, alors on peut dire avec une faible probabilité de fausse alarme qu'un pulse est présent et on peut l'éliminer. Cela revient à exiger une CAG idéale ». Dans certains cas, on peut se tromper sur la connaissance de la puissance du bruit. sans que cela remette en cause l'efficacité du blanking global ou par bande. C'est le cas pour des scénarios où les interférences pulsées sont très puissantes et donc facilement détectables les méthodes temporelles marchent bien car les pulses sont détectés et pas pris en compte dans l'estimation du bruit thermique. C'est également le cas dans des scénarios où les interférences pulsées sont peu nombreuses et peu puissantes l'estimation du niveau de bruit est légèrement biaisée mais cela n'empêche pas le fonctionnement du récepteur, même si celui-ci est un peu revanche , pour des scénarios où les interférences pulsées sont nombreuses et peu puissantes difficilement détectables, l'estimation du nombre de bits sur lequel est codé le bruit est fortement biaisée. Les méthodes temporelles ne sont plus efficaces. probabilité de non détection en très forte augmentation. Les interférences pulsées sont détectées relativement à l'estimation du bruit thermique. Comme l'estimation du bruit thermique est plus forte que le bruit thermique lui-même quand des pulsespeu puissantes apparaissent et ne sont pas détectés, le seuil de blanking est donc plus élevé qu'il ne devrait être comme illustré sur lafigure 2. Donc des interférences pulsées entrent dans le calcul de la CAG. La CAG réagit en descendant le gain du VGA. Donc, encore plus d'interférences pulsées entrent dans l'estimation du bruit thermique et ainsi de suite. Ceci continue à diverger jusqu'à que le récepteur accepte la majorité des interférences pulsées et ne code plus le signal méthodes permettent de fournir une référence de bruit non biaisée pour déterminer le seuil de blanking. Certaines sont présentées de manière détaillée dans la présente description. Elles présentent cependant en général l'inconvénient d'introduire un retard de boucle qui ralentira l'ajustement du dispositif à des variations des paramètres de l' résoudre ce problème non résolu dans l'art antérieur, l'idée de l'invention est de réaliser une inversion de l'amplitude ou de la puissance du signal reçu pour écrêter les pulses. Si les interférences pulsées ne sont pas saturées par le CAN, les échantillons sont récupérés par l'inversion d'amplitude ou de puissance. Par exemple, si le bruit thermique a été codé sur 4 bits et que le CAN peut coder linéairement 8 bits, les échantillons sur les 4 bits de poids forts sont ramener sur les 4 bits de poids faible. La phase des échantillons est conservées mais le rapport signal sur bruit est dégradé. Cela revient à faire une CAG numérique » qui réagit très rapidement en présence de pulses sans que la CAG analogique » ne réagisse. Cette solution permet aussi de gagner en corrélation le temps de réponse de la CAG analogique en présence d'interférences d'amplitude ou de puissance consiste à multiplier le signal d'entrée par l'inverse de l'estimation d'amplitude ou de puissance filtrée. Dans le cas où l'inversion porte sur la puissance du signal, la puissance du signal de sortie est égale à l'inverse de la puissance du signal d'entrée, à une constante près. Le gain du récepteur est donné par rapport à une puissance de consigne par la formule G=Pconsi/PeDans le cas où l'inversion porte sur l'amplitude du signal, la puissance dusignal de sortie est égale à l'inverse du carré de la puissance du signal d'entrée, à une constante près. Le gain du récepteur est donné par rapport à un puissance de consigne par la formule G=Pconsi/Pe2L'inversion de puissance est théoriquement optimale. En revanche, l'inversion d'amplitude est moins sensible aux imperfections de réalisation. L'inversion de puissance ne peut cependant se substituer complètement au blanking lorsque le CAN est saturé par les interférences pulsées, il est nécessaire d'effectuer un blanking afin de limiter les fréquences parasites qui, sinon, entreraient dans la corrélation. Pour cette raison et pour disposer d'une référence pour fixer Pconsi,,il est nécessaire de disposer d'une référence de bruit non y a plusieurs modes possibles de réalisation de la capture de la référence de bruit non biaisée. Les éléments communs spécifiques à l'invention de l'architecture générale de réalisation sont décrits sur lafigure 4. Le dispositif travaille avantageusement en bande de base. Cela permet de réduire la dynamique avant passage en fréquence intermédiaire. Les différentes fonctions représentées sur la figure sont avantageusement réalisées dans un même circuit FPGA dans lequel pourront également être implantées les fonctions de récupération du bruit. Le premier opérateur 10 est une fonction d'estimation d'amplitude classique de type I2+Q2, alternativement Racine l2+Q2 ou I+Q. La deuxième fonction 20 réalise le filtrage de l'estimation pour obtenir la moyenne de la densité de probabilité d'amplitude. Ce filtrage est réalisé sur un horizon de temps adapté, par exemple 2,2µs dans E5b, ce qui représente un échantillon de 128 points. L'estimation est avantageusement effectuée sur un écart type représentant 10% de la moyenne. Dans une hypothèse d'interférences de dynamiques variables, il est possible d'utiliser un filtre de Kalman, éventuellement adapté à un pulse carré d'amplitude minimale détectable. On applique ensuite aux sorties du filtre un opérateur 30 d'inversion d'amplitude ou de puissance qui est activé lorsque le CAN n'est pas saturé, le seuil de saturation dépendant de l'estimation du bruit premier mode de réalisation consiste à estimer le bruit thermique en absolu, de donner un seuil de blanking en absolu et de faire attention que le bruit thermique n'évolue pas pendant les essais. Afin d'estimer le bruit thermique en absolu, l'estimation du gain de la chaîne HF est effectué par calibration en laboratoire et l'estimation du facteur de bruit en mesurant le bruit de la chaîne avec l'antenne débranchée. Cette association de deux mesures ponctuelles permet de connaître exactement le bruit dans la chaîne HF à un moment donné et d'effectuer le blanking en fonction de cette estimation de bruit. Il faut disposer d'abaques permettant de dériver les variations de biais d'estimation du bruit thermique en fonction de la température, de la pression, de la dynamique et du vieillissement. Cette solution peut être praticable pour des environnements stables mais est moins adaptée à des récepteurs soumis à des dynamiques deuxième mode de réalisation consiste à utiliser une estimation non biaisée du bruit thermique par injection d'une innovation calculée pour rendre le gain du récepteur optimal. L'innovation est calculée à partir de l'analyse de la fonction de densité de probabilité de puissance ou d'amplitude du signal. Cette fonction est analysée dans sa partie où sont peu présents les échantillons de forte amplitude ou puissance qui est peu affectée par les interférences comme le montre lafigure injection peut être réalisée de manière synchrone. Le module utilisé se situe dans la partie basse 40 de lafigure 5. Il peut être implanté dans le même FPGA que le dispositif de base de l'invention. Il comprend un sous-module d'estimation 400 de l'amplitude ou de la puissance du signal, un sous-module de filtrage 500 qui aura la même constante de temps que le module de filtrage décrit ci-dessus. Classiquement, le dispositif comprend un sous-module de CAG 60. En entrée de ce sous-module 600, on applique aux sorties du sous-module de filtrage un sous-module de commande 700 qui comprend une ou plusieurs fonctions non linéaires qui vont générer une innovation à partir de paramètres d'optimalité qui dépendent du contexte d'emploi. Si le bruit a une forme Pa, la fonction non linéaire optimale est donnée par la formulefa=dPa/da/Pafa est une fonction linéaire lorsqu'il n'y a pas de pulses. En présence de pulses, la fonction linéaire est conservée dans la partie gauche de la distribution qui est, en revanche, complètement modifiée dans sa partie droite. Il est également possible d'utiliser une dérivée de fa.L'innovation est ensuite introduite dans la CAG. Il y a plusieurs variantes possibles pour réaliser l'observation et calculer l' première variante consiste à choisir un point de comparaison sur la courbe et à asservir la CAG en utilisant une pondération plus forte des échantillons de plus faible amplitude que le point choisi. Une deuxième variante consiste à estimer la courbe de puissance filtrée par ajustement à une courbe théorique que l'on paramètre sur plusieurs points, par exemple trois. Une troisième variante consiste à déterminer un histogramme de ladite fonction de probabilité et d'en extraire la contribution du bruit seul puis de calculer la commande de les deux premières variantes, on cherche à s'asservir sur le ou les points de comparaison choisis en le ou les caractérisant par le ratio de la partie gauche et de la partie droite. Une solution est de donner plus de poids à un événements de valeur inférieure a ceux dépassant le point choisi par une fonction non linéaire adéquate, ceci permet de réduire considérablement l'effet les valeurs élevées dues aux pulses. On peut en pratique parvenir à ce résultat par l'utilisation d'une des fonctions suivantes ou d'une autre qui serait comparablefonction non linéaire tout ou rien si l'événement est inférieur au point choisi alors il lui affecte un poids k supérieur à 1, dans le cas contraire, il reste inchangé ; ceci va conduire à un équilibre tel que la proportion relative soit la valeur k or celle-ci à été choisie pour obtenir la bonne valeur de la moyenne en présence de bruit seul ;fonction saturée dissymétrique le fonctionnement est voisin du précédent mais permet en régime stable un fonctionnement linéaire au voisinage du point choisi permettant une meilleure stabilité de la CAG , ce qui aboutit à un bon compromis temps de réponse bruit la troisième variante, le principe est de déterminer la puissance du bruit par l'observation de l'histogramme ou la fonction de probabilité des amplitudes ceci peut être réalisé par plusieurs méthodes décomposition de l'histogramme en somme de lois du khi2 ou approximé par une gaussienne dans le cas avec filtrage optionnel et détermination de la plus probable représentative du bruit par exemple la plus grande dans les amplitudes petites critère optimisé en fonction de l'environnement à priori ;décomposition de l'histogramme en somme de lois à priori des interférence et d'une loi attendue pour le bruit X2, gaussienne la moyenne de la loi de bruit étant alors représentative de la puissance du bruit seul ;calcul d'une fonction de vraisemblance par corrélation avec la forme attendue en bruit seul éventuellement pondéré à calcul de l'histogramme doit être réalisé sur un horizon suffisant pour être pas de l'histogramme est choisi suffisamment fin pour discriminer la fonction attendue particulièrement sa largeur égale à l'écart type des autres contributions généralement plus proches de fonctions de filtrage après comparaison de la consigne n'est pas essentiel .On détermine alors la composante due au bruit et on peut comparer sa moyenne avec la valeur de la première variante est décrite de manière détaillée dans la présente demande de la suite de la description, le point de comparaison choisi est celui qui partage les échantillons en 10% de plus faible probabilité d'amplitude et 90% de plus forte probabilité. Une autre répartition est possible et le réglage du circuit de commande peut être effectué pour réaliser une adaptation fine au profil d'interférences particulières. Cette répartition est dénommée Alpha » dans les exemples numériques commentés ci-dessousIl faut également choisir d'autres paramètres Alpha1», Alpha2» et Alpha3» pour assurer un gain sensiblement optimal du récepteur quiminimise le biais affectant le seuil de blanking. Alpha1» est la probabilité de la CAG qui se calcule comme indiqué dans la suite de la description. Alpha2» est la pondération de saturation et Alpha3» est le paramètre de réglage du seuil de voulons établir la commande de la CAG en observant les Alpha »% d'échantillons dont l'amplitude est la plus soustrayons une commande contenant 1- Alpha »% des échantillons pour centrer l'histogramme avec Alpha »% des échantillons en dessous de 0 et 1- Alpha »% des échantillons au-dessus de 0. Ensuite nous saturons très fortement les résidus. Nous pondérons les résidus négatifs avec un poids 1- Alpha2», par exemple et les résidus positifs avec un poids Alpha2», dans ce cas L'asservissement de la boucle de CAG a un donc un point d'équilibre lorsque ce résidu vaut 0. Alpha 2» est lié au filtrage de la puissance avant le calcul de la commande de CAG et à la forme de la gaussienne de bruit. Dans notre cas, le filtrage est effectué sur 128 échantillons ~2µs donc l'écart-type du bruit thermique est diminué. Lorsque le réglage est autour de quelques pourcents, la gaussienne change fortement, donc Alpha 2 » doit être permet de prendre en compte les occurrences et pas les amplitudes de la fonction de probabilité pour les écarts importants et conserve une petite plage linéaire permettant le filtrage du bruit résiduel de l'estimation de seuil de blanking Alpha3» fixé par exemple dans nos applications à une valeur comprise entre 0 et 16. Alpha 1 » est calculé de la manière suivante I et Q sont des variables gaussiennesEI=EQ=0,EI2=EQ2=2*Nb_out+Diff_bruit=22+Q2ont une moyenne de 22*Nb_out+Dff_bruit+1et un écart-type de 22*Nb_out+Diff_bruit+1Car moy⁢I2+Q2=E⁢I2+Q2=E[I2]+EQ2=2*E[I2]=2*Nb_out+Diff_bruit+1=2⁢2var⁢I2+Q2=E⁢I2+Q2-2⁢22=E[I4]+EQ4+4⁢2+2⁢E[I2⁢Q2]-4⁢2E[I2]-4⁢2⁢EQ2=3⁢4+3⁢4+4⁢4+2⁢4-4⁢4-4⁢4=4⁢4car E[x1x2x3x4]= E[x1x2] E[x3x4]+ E[x1x3] E[x2x4]+ E[x1x4] E[x2x3]I2+Q2est moyenné sur 128 échantillons, la moyenne n'a pas changé mais l'écart-type devient 1128*22*Nb_out+Diff_bruit+1Car moy⁢∑NI2+Q2=E⁢∑NI2+Q2=∑NE⁢I2+Q2=N⁢22*Nb_out+Diff_bruit+1=2⁢N⁢2var⁢∑NI2+Q2=E⁢∑NI2+Q2-2⁢N⁢22=E⁢∑NI2+Q2-2⁢22=var⁢∑NI2+Q2-2⁢2=NE⁢∑NI2+Q2-2⁢22=4⁢N⁢4Les tables classiques associent à chaque valeur aléatoire sa probabilité dans le cas d'une gaussienne centrée et d'écart-type 1. Pour obtenir une probabilité de 10% par exemple, nous prenons l'opposé de la valeur à 90% nous la multiplions par l'écart-type et nous ajoutons le décentrage de la gaussienne. Dans cet exemple, nous avons donc se placer exemples de réglage figurant dans le tableau ci-dessous sont donnés à titre purement illustratif Réglage CAG alpha »Probabilité CAG alpha 1 »Saturation alpha 2 »Réglage du seuil de blanking alpha 3 »Type de CAG6% choisie pour le scénario DME/TACAN17% choisie lorsque les scénarios de pulses ne sont pas clairs33% classiqueIl est également possible d'injecter une estimation du bruit thermique sur un temps de réaction supérieur à la constante de filtrage. On peut choisir par exemple un temps de cycle de quelques ms. Cette variante est illustrée sur lafigure 6. L'avantage de cette option est d'autoriser une dynamique plus réduite des est possible de factoriser certains éléments d'architecture des deux sous-modules, en particulier la fonction d'estimation de l'amplitude/puissance figure 7 et la fonction de filtrage figure 8. II est également possible de réaliser une inversion par bande de fréquence figure 9. Dans cette option, un blanking sera également réalisé dans chaque bande au delà du seuil. Par exemple pour un signal BOC, on pourra réaliser l'inversion et le blanking dans les deux bandes larges et les deux bandes étroites. L'avantage de réaliser inversion et blanking par bande est d'améliorer le rapport signal sur bruit, la part du signal utile conservée étant plus élevée. See more Claims Dispositif de réception d'un signal radiofréquence de navigation module d'estimation 10 d'une grandeur caractéristique dudit signal choisie dans le groupe amplitude, puissance, un module de filtrage 20 de ladite grandeur et un module d'inversion 30 de ladite grandeur,caractérisé en ce queun paramètre au moins d'au moins un des modules du groupe estimation, filtrage est ajustable pour effectuer un traitement sensiblement optimal d'interférences perturbant le signal de réception selon la revendication 1caractérisé en ce qu'un des paramètres ajustables est la fréquence d'échantillonnage du module de filtrage 20 fixée en fonction des caractéristiques du signal initial et de celles du signal de réception selon l'une des revendications 1 à 2caractérisé en ce qu'un au moins des paramètres ajustables est un paramètre de calcul d'une fonction d'estimation du bruit thermique du de réception selon l'une des revendications 1 à 2caractérisé en ce qu'il comprend en outre un module d'estimation 40 du bruit thermique dont les sorties sont fournies au module d'estimation de ladite grandeur caractéristique dudit signal pour corriger le biais de ladite de réception selon la revendication 4caractérisé en ce queledit module d'estimation 40 du bruit thermique comprend un sous-module d'estimation 400 d'une grandeur caractéristique dudit signal choisie dans le groupe amplitude, puissance, un sous-module de filtrage 500 de ladite grandeur, un sous-module de contrôle automatique du gain du récepteur 600, un sous-module de .commande 700 dudit sous-module de contrôle automatique de gain par les sorties du sous-module de filtrage 500, les paramètres dudit module de commande 700 étant ajustables pour assurer un gain sensiblement optimal du de réception selon la revendication 5caractérisé en ce qu'il ne comprend qu'un module d'estimation 10, 400 de la grandeur caractéristique du signal choisie dans le groupe amplitude/ de réception selon la revendication 6caractérisé en ce qu'il ne comprend qu'un module de filtrage 20, 500 du de réception selon l'une des revendications 5 à 7caractérisé en ce quele sous-module de commande 700 comprend un sous-module d'analyse de la fonction de densité de probabilité de ladite grandeur caractéristique dudit de réception selon l'une des revendications 5 à 7caractérisé en ce quele sous-module d'analyse de la fonction de densité de probabilité de ladite grandeur caractéristique dudit signal réalise une estimation à partir d'un point de comparaison de réception selon la revendication 9caractérisé en ce quele sous-module d'analyse de la fonction de densité de probabilité de ladite grandeur caractéristique dudit signal opère sur un échantillonnage des signaux reçus enrichi en signaux de puissance de réception selon la revendication 10caractérisé en ce quele sous-module d'analyse de la fonction de densité de probabilité de ladite grandeur caractéristique dudit signal génère une innovation en entrée de la CAG qui pondère avec un poids fort les résidus négatifs d'une soustraction des échantillons pour lesquels ladite grandeur caractéristique est élevée et avec un poids faible les résidus positifs de ladite de traitement d'un signal radiofréquence de navigation comprenant une étape d'estimation d'une grandeur caractéristique dudit signal choisie dans le groupe amplitude, puissance, une étape de filtrage de ladite grandeur et une étape d'inversion de ladite grandeur,caractérisé en ce queun paramètre au moins d'au moins une des étapes du groupe estimation, filtrage est ajustable pour effectuer un traitement sensiblement optimal d'interférences perturbant le signal de traitement d'un signal radiofréquence selon la revendication 12caractérisé en ce qu'un des paramètres ajustables est la fréquence d'échantillonnage de l'étape de filtrage fixée en fonction des caractéristiques du signal initial et de celles du signal de traitement d'un signal radiofréquence selon l'une des revendications 12 à 13caractérisé en ce qu'un au moins des paramètresajustables est un paramètre de calcul d'une fonction d'estimation du bruit thermique du de traitement d'un signal radiofréquence selon l'une des revendications 12 à 13caractérisé en ce qu'il comprend en outre une étape d'estimation du bruit thermique dont les sorties sont fournies à l'étape d'estimation de ladite grandeur caractéristique dudit signal pour corriger le biais de ladite estimation. 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